Понятие об устойчивости сау. Прямые методы устойчивости. Критерий устойчивости Гурвица. Определение допустимых настроек сау. Устойчивость системы автоматического управления Построенная при заданных ранее параметрах системы кривая Михайлова имеет вид, пока

Понятие об устойчивости

Понятие устойчивости системы управления связано со способностью возвращаться в состояние равновесия после исчезновения внешних сил, которые вывели ее из этого состояния.

Устойчивость - это свойство системы возвращаться в исходное или близкое к нему установившееся состояние после всякого выхода из него в результате какого-либо воздействия.

Из данного определения следует, что устойчивость связана с характером переходных процессов и состоянием системы после окончания переходного процесса, т.е. является основной динамической характеристикой системы. Поэтому анализ устойчивости САУ является основной проблемой в теории автоматического управления.

В зависимости от характера переходного процесса различают три основных случая поведения системы после приложения возмущающего воздействия:

1) система не может восстановить равновесного состояния, значение управляемой переменной все больше отклоняется от заданного (рисунок 6.1, а); такой процесс называется расходящимся, а система – неустойчивой;

2) система возвращается к равновесному состоянию, значение управляемой переменной отличается от заданного на величину статической погрешности системы; такой переходной процесс будет сходящимся, а система - устойчивой (рисунок 6.1, б);

3) система характеризуется установившимся периодическим движением; такой процесс называется незатухающим колебательным, а система будет находится на границе асимптотической устойчивости (рисунок 6.1, в).

Рисунок 6.1 Поведение системы после приложения возмущающего воздействия

Рассмотрим, от чего зависит устойчивость системы и чем она определяется. Пусть динамика линейной системы описывается линейным дифференциальным уравнением с постоянными коэффициентами:

Решение такого линейного неоднородного уравнения в общем случае из двух составляющих:

, (6.2)

y уст (t) - частное решение неоднородного уравнения (6.1) с правой частью, описывающее вынужденный режим системы, устанавливающийся по окончании переходного процесса; такие режимы нами были рассмотрены в предыдущем параграфе;

y п (t) - общее решение однородного уравнения , которое описывает переходный процесс в системе, вызванный данным возмущением.

Очевидно, что система будет устойчива, если переходные процессы y п (t) , вызванные любыми возмущениями, будут затухающими, т.е. с течением времени y п (t) будет стремиться к нулю (рисунок 6.1, б).

Решение y п (t) однородного дифференциального уравнения имеет вид:

, (6.3)

C i - постоянные интегрирования, определяемые начальными условиями и возмущениями;

l i - корни характеристического уравнения:

Таким образом, переходный процесс y п (t) представляет собой сумму составляющих, число которых определяется числом корней l i характеристического уравнения (6.4).

В общем случае корни характеристического уравнения являются комплексными, образуя пары сопряженных корней:

где a i может быть как положительной, так и отрицательной величиной, причем корень вещественный, если b j =0 и мнимый, если a i =0 .

Каждая пара таких корней определяет составляющую переходного процесса, равную:

и определяются через и .

Нетрудно увидеть, что эта составляющая представляет собой синусоиду: с затухающими колебаниями, если a i <0 ; с расходящимися колебаниями, если a i >0 ; с незатухающими синусоидальными колебаниями при a i =0 .

Таким образом, условием затухания данной составляющей переходного процесса является отрицательность действительной части корня характеристического уравнения системы.

Если b=0 , то процесс определяется только вещественной частью корня a и является апериодическим. В общем случае, переходный процесс в системе состоит из колебательной и апериодической составляющих. Если хотя бы один корень имеет положительную действительную часть, он даст расходящуюся составляющую переходного процесса и система будет неустойчива. Отсюда следует, что общим условием затухания всех составляющих, а значит и всего переходного процесса в целом, является отрицательность действительной части всех корней характеристического уравнения системы, т.е. всех полюсов (нулей знаменателя) передаточной функции системы.

Наиболее наглядно вышеизложенное можно проиллюстрировать, если изобразить корни характеристического уравнения на комплексной плоскости (рисунок 6.2). В этом случае найденное выше условие устойчивости можно сформулировать так: условием устойчивости системы является расположение всех корней характеристического уравнения системы, т.е. полюсов передаточной функции системы, в левой комплексной полуплоскости, или, говоря короче, все корни должны быть «левыми». Наличие корня на мнимой оси означает, что система находится на границе устойчивости.

Рисунок 6.2 Изображение корней характеристического уравнения на комплексной плоскости

Итак, на первый взгляд задача исследования устойчивости не представляет затруднений, так как достаточно определить расположение корней характеристического уравнения на комплексной плоскости. Однако определение корней характеристического уравнения, имеющего порядок выше третьего, сопряжено со значительными трудностями, в связи с чем и возникает проблема исследования устойчивости систем, динамические процессы в которых описываются дифференциальными уравнениями высокого порядка.

Частичное решение этой проблемы найдено косвенным путем. Разработан ряд признаков, по которым можно судить о знаках действительных частей корней характеристического уравнения системы и тем самым об устойчивости системы, не решая самого характеристического уравнения. При этом обычно встречаются две постановки задачи исследования устойчивости системы:

1)заданы все параметры системы и необходимо определить, устойчива ли система при этих значениях параметров;

2)необходимо определить значения некоторых параметров (при заданных остальных), при которых система устойчива.

Математическая формулировка условий, которым должны удовлетворять коэффициенты характеристического уравнения или какие-либо функции этих коэффициентов, чтобы система была устойчивой, называется критерием устойчивости.

САУ называется устойчивой, если при t  переходный процесс стремится к установившемуся значению. Учитывая то, что в линейных САУ по существу рассматриваются линеаризованные системы, то указанный вид устойчивости справедлив при малых отклонениях от первоначального устойчивого состояния. Эту устойчивость называют также "устойчивостью в малом". Иллюстрации такой устойчивости приведены на рис.1.33.

Свойство устойчивости для САУ является обязательным, так как неустойчивая САУ фактически неработоспособна.

Устойчивость можно оценить прямыми методами или при помощи критериев устойчивости.

Прямые методы оценки устойчивости.

Свойство устойчивости может быть определено по графику переходного процесса (рис.1.33г). Однако расчёт и построение графика переходного процесса требует больших вычислений.

Проще установить устойчивость без построения графика h (t ), а только по корням характеристического уравнения изображения переходного процесса h (p ). Каждому корню характеристического уравнения соответствует свой член, входящий как слагаемое в выражение h (t ) переходного процесса. В таблице 1.5 приведены соответствия корней характеристического уравнения САУ, вид слагаемых в выражении переходного процесса и характеристики устойчивости САУ.

Оценка устойчивости либо по графику переходного процесса, либо по корням характеристического уравнения имеет тот недостаток, что её невозможно в общем случае применить к САУ, в передаточной функции которой содержится хотя бы один буквенный коэффициент, так как не существует аналитических методов решения алгебраических уравнений (именно таким уравнением является характеристическое уравнение САУ) выше 3-й степени. По этой же причине неприменима указанная оценка устойчивости на этапе синтеза САУ.

Оценка устойчивости при помощи критериев устойчивости.

В ТАУ для оценки устойчивости применяются критерии устойчивости. Критериями устойчивости называются совокупность процедур и правил, с помощью которых можно установить факт устойчивости САУ без нахождения корней характеристического уравнения. Существуют различные виды таких критериев как алгебраических, так и частотных. Ниже рассмотрены наиболее применимые в ТАУ критерии Гурвица, Михайлова и Найквиста.

Таблица 1.5

Тип корня характеристического уравнения	Слагаемое в выражении h (t )	Переходный процесс h (t )
1. p =0		Устойчив
2. p 1 =0, p 2 =0 (два нулевых корня)	С  t	Неустойчив
3. p =  (действительный корень)		Устойчив при  <0 и неустойчив при  >0
4. p =  j  (комплексные корни)		Устойчив при  <0 и неустойчив при  >0
5. p =  j  (корни чисто мнимые)		На грани устойчивости

Критерий устойчивости Гурвица

Критерий Гурвица является алгебраическим. Для оценки устойчивости используется характеристический многочлен передаточной функции замкнутой САУ. Структура САУ может быть любой.

Вводная часть к критерию Гурвица.

Пусть замкнутая САУ имеет следующую передаточную функцию

Из коэффициентов характеристического многочлена

составляем следующую матрицу

Порядок заполнения матрицы следующий. Сначала по диагонали матрицы располагают коэффициенты от a 1 до a n . Затем над диагональными элементами располагают коэффициенты с возрастающими индексами. Если коэффициенты в процессе заполнения все исчерпаны, то ставят 0. Далее под диагональными элементами располагают коэффициенты с убывающими индексами. Если коэффициенты в процессе заполнения все исчерпаны, то ставят 0.

Формулировка критерия Гурвица: САУ устойчива, если:

1) положительны все коэффициенты характеристического многочлена;

2) положительны все n главных (диагональных) определителей Гурвица матрицы (1.45):

(1.46)

Последний определитель не вычисляют, так как его знак совпадает со знаком Δ n -1 :

Δ n =a n  Δ n-1

Если хотя бы один определитель Гурвица отрицателен, то САУ неустойчива. Если имеется хотя бы один определитель Гурвица равен нулю при остальных положительных, то САУ находится на границе устойчивости.

Числовой пример.

Определить устойчивость САУ с передаточной функцией

Составляем матрицу Гурвица и главные определители

Оба определителя положительны, поэтому САУ устойчива.

Определение допустимых настроек САУ.

Если передаточная функция САУ содержит хотя бы один буквенный коэффициент, значение которого может быть любым числом, то с помощью критерия Гурвица можно определить допустимые по условию устойчивости значения такого коэффициента. При двух буквенных коэффициентах возможно совместное определение допустимых значений таких коэффициентов и выделение областей устойчивости на плоскости этих коэффициентов. Покажем это на примере.

Пусть САУ управления курсом судна, представленная на рис.1.34, состоит из двух звеньев - авторулевого и судна. Передаточные функции авторулевого и судна имеют вид, соответственно,

Постоянная времени T судна зависит от загрузки судна и изменяется от 10 с при порожнем судне до 60 с при полностью загруженном. Параметром настройки авторулевого является коэффициент передачи K . Необходимо найти такие значения параметра K , при которых САУ устойчива при изменении загрузки судна.

Определяем передаточную функцию замкнутой САУ

(1.48)

Составляем матрицу Гурвица и вычисляем 2-й определитель:

(1.49)

С учётом положительности всех коэффициентов характеристического многочлена при условии (1.49) САУ будет устойчива при одновременном выполнении следующей системы неравенств

САУ будет находиться на границе устойчивости, если будет выполнено хотя бы одно из равенств

Каждое из равенств (1.51) является на плоскости T - K границей области устойчивости (рис.1.35). Штриховкой обозначены области устойчивости по отношению к линиям границы устойчивости. Общая область a 0 d для всех заштрихованных областей является областью устойчивости САУ.

Пусть при порожнем судне с Т порож установлен коэффициент передачи K 1 регулятора. Этот состояние САУ отмечено точкой 1 , лежащей в области устойчивости. Если после загрузки судна значение T увеличится до T груж , то при том же K 1 САУ в точке 2 будет неустойчива. Необходимо будет увеличить K до значения K 3 , чтобы система оказалась в точке 3 . Область, ограниченная ломаной линией abcd , будет областью устойчивости при любой загрузке судна.

ЛЕКЦИЯ 7.

На предыдущих лекциях исследовались установившиеся процессы в САУ. Сейчас мы переходим к рассмотрению переходных процессов. Начнем их рассматривать с понятия устойчивости.

Любая система должна быть прежде всего работоспособной. Это значит, что она должна нормально функционировать при действии на нее различных внешних возмущений. Иными словами, система должна работать устойчиво.

Устойчивость – это свойство системы возвращаться в исходный или близкий к нему установившийся режим после всякого выхода из него в результате какого-либо воздействия.

На рис. 7.1 показаны типичные кривые переходных процессов в неустойчивой (рис. 7.1, а) и устойчивой (рис. 7.1, б) системах. Если система неустойчива , то достаточно любого толчка, чтобы в ней начался расходящийся процесс ухода из исходного установившегося состояния. Этот процесс может быть апериодическим (кривая 1 на рис. 7.1, а) или колебательным (кривая 2 на рис. 7.1, а).

Апериодический расходящийся процесс может, например, возникнуть в САУ, если в ее управляющем устройстве ошибочно переключить полярность воздействия на объект, в результате чего УУ будет осуществлять не отрицательную, а положительную обратную связь вокруг объекта. При этом УУ будет не устранять отклонение у , а действовать в обратном направлении, вызывая лавинообразное его изменение.

Колебательный расходящийся процесс может наступить, например, при неограниченном увеличении коэффициента передачи системы. Вследствие чего УУ станет излишне энергично воздействовать на объект, стремясь ликвидировать первоначально возникшие отклонения у . В этом случае при каждом очередном возврате у к нулю под действием управляющего устройства кривая у будет пересекать ось абсцисс все с большей скоростью и процесс в целом будет расходящимся.

В случае устойчивой системы (рис. 7.1, б) переходный процесс, вызванный каким-либо воздействием, со временем затухает апериодически (кривая 1) или колебательно (кривая 2), и система вновь возвращается в установившееся состояние.

Таким образом, устойчивую систему можно определить также как систему, переходные процессы в которой являются затухающими.

Приведенное понятие устойчивости определяет устойчивость установившегося режима системы. Однако система может работать в условиях непрерывно изменяющихся воздействий, когда установившийся режим вообще отсутствует. С учетом таких условий работы можно дать следующее, более общее определение устойчивости: система устойчива, если ее выходная величина остается ограниченной в условиях воздействия на систему ограниченных по величине возмущений.

Нетрудно показать, что если переходный процесс в системе является затухающим, то система будет удовлетворять и последнему определению.

Линейная система автоматического управления называется устойчивой, если ее выходная координата у(t) остается ограниченной при любых ограниченных по абсолютной величине входных воздействиях х(t) и f(t). Устойчивость линейной системы определяется ее характеристиками и не зависит от действующих воздействий.

Таким образом, для определения устойчивости линейной системы требуется найти изменение ее управляемой величины. Структурная схема линейной системы приведена на рис.7.2, где W(s) - передаточная функция разомкнутой системы, которая в общем виде, как было определено на второй лекции, имеет вид:

Рис. 7.2. Структурная схема линейной системы

Передаточная функция замкнутой системы, изображенной на рис. 7.2, определяется по следующей формуле

Подставив (7.1) в (7.2) и освободившись от дробей в числителе и знаменателе передаточной функции замкнутой системы, можно представить ее так:

Процессы в системе (рис.7.2), как следует из (7.3), описываются дифференциальным уравнением вида

Решение линейного неоднородного уравнения (7.4) в общем виде состоит, как известно, из двух составляющих:

Здесь - частное решение неоднородного уравнения (7.5) с правой частью, описывающее вынужденный режим системы, устанавливающийся по окончании переходного процесса; - общее решение однородного уравнения

описывающее переходный процесс в системе.

Как показано выше, система будет устойчива, если переходные процессы , вызванные любыми возмущениями, будут затухать, т.е. если с течением времени будет стремиться к нулю.

Решение однородного дифференциального уравнения, как известно, имеет вид:

Здесь С i – постоянные интегрирования, определяющиеся начальными условиями и возмущением; s i – корни характеристического уравнения

где полином , называемый характеристическим, есть левая часть уравнения (7.4) динамики системы.

Из теории комплексных переменных известно, что если вещественная часть корня s i отрицательна, то слагаемое стремится к нулю при t ® ¥.

Таким образом, для устойчивости системы необходимо и достаточно , чтобы все корни характеристического уравнения имели отрицательные вещественные части.

Если изобразить корни характеристического уравнения системы точками на комплексной плоскости (рис. 7.3), то найденное выше общее условие устойчивости линейной системы можно сформулировать еще так: условием устойчивости системы является расположение всех корней характеристического уравнения, т.е. полюсов передаточной функции системы, в левой комплексной полуплоскости или, короче, все они должны быть левыми .

Рис. 7.3. Корни характеристического уравнения на комплексной плоскости.

Наличие корня на мнимой оси означает, что система находится на границе устойчивости. При этом возможны два случая:

Корень в начале координат;

Пара мнимых корней.

Нулевой корень появляется, когда свободный член характеристического уравнения равен нулю. В этом случае границу устойчивости называют апериодической ; система устойчива не относительно выходного сигнала, а относительно его производной: выходной сигнал в установившемся режиме имеет произвольное значение. Такие системы называют нейтрально устойчивыми .

В том случае, когда характеристическое уравнение имеет пару мнимых корней, границу устойчивости называют колебательной , при этом в переходном процессе будут незатухающие гармонические колебания.

Если хотя бы один из корней имеет положительную вещественную часть, т.е. лежит в правой полуплоскости комплексной плоскости корней характеристического уравнения, то система неустойчивая.

Для суждения об устойчивости системы практически не требуется находить корней ее характеристического уравнения в связи с тем, что разработаны косвенные признаки, по которым можно судить о знаках действительных частей этих корней и тем самым об устойчивости системы, не решая самого характеристического уравнения. Эти косвенные признаки называются критериями устойчивости .

Существуют три основных критерия устойчивости: критерий Рауса-Гурвица, критерий Михайлова и критерий Найквиста. Рассмотрим их последовательно.

Устойчивостью называют свойство системы самостоятельно возвращаться в состояние равновесия после того, как внешнее входное воздействия вывело ее из состояния равновесия. Равновесием называют состояние системы, когда управляемая величина y (t ) постоянна, и все ее производные равны нулю. Исследование устойчивости является одной из основных задач в теории автоматического управления.

Как уже отмечалось, процесс управления определяется переходным процессом: законом изменения y (t ) после изменения x (t ). Переходной процесс САУ можно получить решением дифференциального уравнения САУ (1). Это решение может быть представлено суммой двух составляющих, вынужденной у в (t ) и переходной y п (t ):

y (t ) = у в (t ) + y п (t ),

где y в (t ) определяется свойствами системы и видом входного воздействия. САУ будет устойчивой, если с течением времени переходная составляющая будет стремиться к нулю:

Однозначно судить об устойчивости системы можно по виду ее переходного процесса: затухающий переходной процесс (сходящийся к некоторой постоянной) соответствует устойчивой системе, расходящийся (стремящийся в бесконечность) – неустойчивой.

ПРИМЕРЫ переходных процессов неустойчивых САУ.

При исследовании устойчивости САУ решают следующие задачи:

Определение, является ли САУ устойчивой при заданных параметрах;

Определение допустимых изменений параметров САУ без нарушения устойчивости;

Поиск параметров и/или структуры САУ, при которых она может стать устойчивой.

Теорема Ляпунова

Необходимое и достаточное условие устойчивости линейных САУ формулируется в теореме Ляпунова :

Если характеристическое уравнение САУ имеет все корни с отрицательной действительной частью, то система устойчива;

Если хотя бы один корень имеет положительную действительную часть, то САУ неустойчива.

Характеристическое уравнение САУ записывается по виду дифференциального уравнения или передаточной функции системы. Так, из уравнения (1) после преобразования Лапласа мы имеем (см. вывод (2)):

Полином в левой части равенства вида:

называется характеристическим . Приравнивание нулю характеристического полинома дает характеристическое уравнение системы или звена:

Корни характеристического уравнения, количество которых соответствует порядку характеристического уравнения САУ, могут быть действительными, комплексными и чисто мнимыми. Их можно представить в виде точек на комплексной плоскости величины р . Согласно теореме, для устойчивости системы необходимо и достаточно, чтобы все корни лежали в левой полуплоскости. Примеродного из возможных распределений в комплексной плоскости корней характеристического уравнения устойчивой САУ 5-ого порядка показан на рис. 75.

В случае, если среди корней характеристического уравнения имеется нулевой корень или пара сопряженных чисто мнимых корней, расположенных на мнимой оси, система оказывается на границе устойчивости. Примерывозможных распределений в комплексной плоскости корней характеристического уравнения САУ 5-ого порядка, находящейся на границе устойчивости , приведены на рис. 77.

Системы, у которых имеется одна пара мнимых корней, могут совершать незатухающие колебания (автоколебания). Такие системы практически неработоспособны .

Рис. 77

Рассмотрим примеры оценки устойчивости по теореме Ляпунова и связь результатов оценки с переходной характеристикой САУ.

Пусть САУ 3-го порядка имеет характеристическое уравнение вида:

На рис. 78 показан результат решения этого уравнения, полученный с использованием математического пакета Mathcad. Множество корней уравнения представлено в круглых скобках. Как видно, один из корней уравнения оказался отрицательным действительным числом –3,55, а два других – комплексными сопряженными числами с отрицательной действительной частью –0,525: (–0,525 – 0,657j ) и (–0,525 + 0,657j ).

Аналогично рассмотрим другую САУ 3-го порядка, с характеристическим уравнением вида:

На рис. 80 показан результат решения этого уравнения, полученный с использованием математического пакета Mathcad. Множество корней уравнения представлено в круглых скобках. Как видно, один из корней уравнения оказался отрицательным действительным числом –7,2, а два других – комплексными сопряженными числами с положительной действительной частью 1,31: (1,31 + 4,64j ) и (1,31 – 4,64j ), т.е. распределение корней в комплексной плоскости свидетельствует по теореме Ляпунова о неустойчивости САУ.

Критерии устойчивости САУ

Для оценки устойчивости необходимо оценить расположение корней характеристического уравнения системы относительно координатных осей комплексной плоскости. Эту оценку можно осуществить непосредственным решением характеристического уравнения. Но для определения устойчивости не обязательно знать значения корней характеристического уравнения, достаточно проверить, являются ли действительные части всех корней отрицательными.

Правила, позволяющие исследовать устойчивость системы без непосредственного нахождения корней характеристического уравнения, называются критериями устойчивости .

На ранней стадии развития теории управления актуальной была задача определения устойчивости полинома без вычисления его корней, т.к. характеристические уравнения высоких порядков трудно было решать «в ручную». Сейчас легко найти корни характеристического полинома с помощью компьютерных программ, однако такой подход не позволяет исследовать устойчивость теоретически, например, определять границы областей устойчивости отдельных параметров САУ.

С помощью критериев устойчивости не только устанавливается факт устойчивости систем, но и оценивается влияние тех или иных параметров и структурных изменений в системе на устойчивость. Математически все формы критериев устойчивости эквивалентны, т.к. они определяют условия, при которых корни характеристического уравнения попадают в левую полуплоскость комплексной системы координат .

6.2.1. Критерий Гурвица

Критерий Гурвица относится к алгебраическим критериям устойчивости, которые позволяют установить устойчива ли САУ или нет по результатам алгебраических действий над коэффициентами характеристического уравнения.

Бóльшая часть реальных САУ являются замкнутыми, т.е. имеют общую единичную обратную связь и, соответственно, передаточную функцию вида:

,

где W раз (р ) – передаточная функция разомкнутой САУ (без учета общей обратной связи).

Рассмотрим вывод характеристического уравнения замкнутой САУ, если дана передаточная функция соответствующей ей разомкнутой САУ. Согласно (17) характеристическое уравнение САУ получается приравниванием к нулю знаменателя ее передаточной функции, следовательно, для замкнутой системы запишем:

Однако, передаточная функция разомкнутой системы, согласно (2), имеет вид:

следовательно, характеристическое уравнение замкнутой системы может быть записано как:

Дробь равна нулю когда ее числитель равен нулю, следовательно, характеристическое уравнение замкнутой системы можно записать как сумму полиномов числителя и знаменателя передаточной функции разомкнутой системы, прировняв полученное выражение к нулю:

(18)

Важно! Для применения критерия Гурвица используется специальная форма записи характеристического уравнения, отличающаяся от (16) обратной нумерацией коэффициентов полинома:

Критерий Гурвица использует матрицу коэффициентов характеристического уравнения размером n ´n , составленную следующим образом:

По главной диагонали выписываются все коэффициенты характеристического уравнения, начиная с a 1 и заканчивая a n ;

Каждая строка дополняется коэффициентами с возрастающими индексами слева на право так, чтобы чередовались строки с четными и нечетными индексами;

В случае отсутствия коэффициента, а также, если индекс меньше 0 или больше n , на его месте пишется 0.

В результате получается матрица, первая строка которой содержит коэффициенты уравнения (19) a 1 , a 3 , a 5 ,… (все с нечетными номерами) и нулями на месте отсутствующих элементов, вторая строка – коэффициенты a 0 , a 2 , a 4 ,… (все с четными номерами) и нулями на месте отсутствующих элементов. Третья строка получается сдвигом первой строки на одну позицию вправо, четвертая – сдвигом второй строки на одну позицию вправо и т.д. Например, для САУ 5-го порядка (n = 5) эта матрица имеет вид:

Критерий Гурвица определяет необходимое и достаточное условие устойчивости САУ следующим образом: все корни характеристического уравнения САУ имеют отрицательные действительные части, если при a 0 > 0 все n определителей Гурвица матрицы коэффициентов положительны .

Определители Гурвица вычисляются следующим образом:

При условии положительности всех коэффициентов характеристического уравнения достаточно проверить только n – 1первых определителей Гурвица, не вычисляя определитель для полной матрицы. При этом условии частные случаи критерия Гурвица для систем низких порядков получают, раскрывая определители матрицы коэффициентов. Так, в результате раскрытия определителей, для САУ первого и второго порядков необходимым и достаточным условием устойчивости является собственно положительность всех коэффициентов характеристического уравнения. Для САУ 3-го порядка – положительность всех коэффициентов и условие вида:

Определим с помощью критерия Гурвица, при каких значениях коэффициента статического преобразования регулятора k рассматриваемая система будет устойчивой. Запишем передаточную функцию разомкнутой САУ:

С использованием (18) запишем характеристическое уравнение замкнутой САУ:

Для того уравнения, согласно форме (19), коэффициенты, соответственно равны:

При положительности всех коэффициентов этого уравнения 3-го порядка необходимым условием устойчивости также является выполнение условия (20):

a 1 ×a 2 – a 0 ×a 3 > 0,

Т.о., рассматриваемая САУ будет устойчива, если значение коэффициента статического преобразования k удовлетворяет условию :

Рассмотрим примеры оценки устойчивости по критерию Гурвица исследованных ранее по теореме Ляпунова систем 3-го порядка (см. рис. 78 и рис. 80). Матрица коэффициентов Гурвица для САУ 3-го порядка имеет общий вид:

,

т.е. матрицы Гурвица для рассматриваемых САУ равны, соответственно:

и
.

Характеристические уравнения обеих САУ удовлетворяют критерию положительности всех коэффициентов, поэтому для оценки устойчивости по критерию Гурвица достаточно вычислить и проверить на положительность n – 1первых определителей Гурвица, т.е. для 3-го порядка – второй определитель. Результаты вычисления вторых определителей матрицы Гурвица для рассматриваемых систем (см. рис. 78 и рис. 80), полученные с использованием Mathcad, показаны на рис. 83–а и рис. 83–б соответственно. Как видно, результаты оценки устойчивости по Гурвицу совпадают с ранее полученными оценками по Ляпунову и результатами построения переходных характеристик рассматриваемых САУ (см. рис. 79 и рис. 81 соответственно) – положительный определитель соответствует устойчивой САУ, а отрицательный – неустойчивой.

Годограф по формуле (21) рассчитывают, изменяя частоту w от 0 до +¥, и строят в комплексной плоскости.

Критерий Михайлова определяет необходимое и достаточное условие устойчивости САУ следующим образом: САУ является устойчивой, если при изменении частоты от 0 до + ¥ годограф вектора Михайлова А(j w) начинается на положительной части действительной оси и, не обращаясь в ноль, поворачиваясь против часовой стрелки, проходит последовательно n квадрантов комплексной плоскости, где n – порядок характеристического полинома САУ.

У устойчивых систем годограф Михайлова имеет плавную спиралевидную форму и при w = 0 отсекает на действительной оси в положительном направлении отрезок, равный свободному члену характеристического уравнения а 0 .

По виду годографа Михайлова можно определить и граничное состояние устойчивости САУ: в случае границы устойчивости первого типа, т.е. наличия у характеристического уравнения САУ нулевого корня (см. рис. 77) отсутствует свободный член характеристического уравнения а 0 = 0 и годограф начинается из начала координат. При границе устойчивости второго типа, т.е. наличия у характеристического уравнения САУ пары чисто мнимых корней (см. рис. 77), годограф проходит через начало координат (обращается в ноль) при некотором ненулевом значении w, причем это значение и есть частота незатухающих колебаний системы .

Рассмотрим примеры оценки устойчивости по критерию Михайлова исследованных ранее по теореме Ляпунова систем 3-го порядка (см. рис. 78 и рис. 80). Формулы для расчета годографов Михайлова этих систем имеют вид, соответственно:

Годограф Михайлова для первой САУ показан на рис. 84. Как видно, его форма удовлетворяет всем условиям критерия:

Годограф начинается на положительной части действительной оси (отсекая при w = 0 на действительной оси отрезок, равный свободному члену характеристического уравнения а 0 = 3);

Не обращается в ноль;

С ростом значения частоты w, поворачиваясь против часовой стрелки, проходит последовательно первый, второй квадрант и в третьем квадранте, при w ® ¥, уходит в бесконечность.

Следует отметить, что для систем с высоким порядком характеристического уравнения (n = 5 и более) отсчет квадрантов при проверке условий критерия Михайлова после четвертого продолжается против часовой стрелки в том же порядке. Т.е., например, у устойчивой САУ 5-го порядка годограф должен последовательно проходить четыре квадранта, возвращаться в первый (для годографа – по порядку пятый) и в нем уходить в бесконечность. Пример годографа Михайлова для устойчивой САУ 5-го порядка с формулой для расчета годографа вида:

показан на рис. 86. Для удобства анализа начальный участок годографа, полученные при малых значениях частоты w, показан отдельным фрагментом. Видно, что годограф при w = 0 начинается на положительной части действительной оси и, последовательно, против часовой стрелки, проходя пять квадрантов, в пятом уходит в бесконечность.

Критерий Найквиста для амплитудно–фазовой характеристики (АФХ) формулируется следующим образом: замкнутая система будет устойчивой, если АФХ соответствующей разомкнутой системы при изменении частоты от 0 до не охватывает точку с координатами [–1, j0].

Рассмотрим произвольную разомкнутую САУ, не содержащую интегрирующих звеньев. В этом случае значение АФХ для частоты w = 0 равно коэффициенту статического преобразования САУ:

W (j w) = W (j 0) = k .

При этом, если степень числителя передаточной функции меньше степени знаменателя, то график АФХ, начинаясь в точке с координатами (k , j 0) при изменения частоты от 0 до ¥ стремится к началу координат. На рис. 88–а показана АФХ устойчивой САУ – график не охватывает точку с координатами [–1, j 0], а на рис. 88–б – неустойчивой (график точку охватывает).

Если в составе САУ есть интегрирующие звенья, то АФХ при w = 0 обращается в бесконечность, т.е. график АФХ в этом случае начинается не на действительной оси, а приходит из бесконечности. В этом случае для оценки устойчивости по критерию Найквиста в контур включают не только кривую графика АФХ, но и часть окружности бесконечного радиуса, проводимой от действительной оси по часовой стрелке. Пример устойчивой САУ с АФХ такого вида показан на рис. 90–а , неустойчивой – на рис. 90–б .

Рис. 90

а)

б)

Рассмотрим пример оценки устойчивости по критерию Найквиста для АФХ на примере замкнутой САУ, которой соответствует разомкнутая система с передаточной функцией вида:

Запишем по заданной W раз (p ) формулу расчета АФХ:

и, изменяя частоту w от 0 до +¥, построим график АФХ разомкнутой САУ с использованием математического пакета Mathcad (рис. 91). Для удобства анализа участок АФХ в области точки [–1, j 0], полученный для больших значений частоты w, показан на рис. 91 отдельным фрагментом. По фрагменту хорошо видно, что график охватывает точку [–1, j 0], следовательно замкнутая САУ является неустойчивой .

Рис. 91

6.2.4. Критерий Найквиста для ЛАЧХ и ЛФЧХ

Критерий Найквиста для логарифмической амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик формулируется следующим образом: замкнутая система устойчива, если для характеристик соответствующей ей разомкнутой системы выполняются два условия:

- при частоте равной частоте среза САУ w с модуль фазочастотной характеристики меньше 180 градусов: < 180°;

- при частоте равной w p значение ЛАЧХ меньше нуля: L (w p) < 0.

Как следует из формулировки критерия, для проверки его условий по характеристикам разомкнутой САУ первоначально необходимо определить две частоты: частоту среза w с и частоту w p . После этого для найденных значений частот следует проверить выполнимость обоих условий критерия.

Частотой среза САУ называется частота, при которой ЛАЧХ системы пересекает ось частот, то есть L (w с ) = 0. Эта частота также называется частотой единичного усиления САУ, так как сигнал этой частоты на выходе САУ имеет ту же амплитуду, что и на входе: А вых = А вх . Для этого случая справедливо:

Важно! Не путайте понятия частоты среза отдельных типовых звеньев САУ и всей системы в целом. Определение частот среза типовых звеньев рассмотрено в графе «Примечания» Приложения 1.

Частотой w p САУ называется частота, при которой ФЧХ САУ равняется 180° со знаком «плюс» или со знаком «минус». Если ФЧХ несколько раз пересекает ординату ±180, то выполнение условия проверяется для крайней правой точки.

Важно! Рассматриваемые характеристики – частоты среза w с и частота w p – имеются не у всякой САУ. Если ЛАЧХ системы вообще не пересекает ось частот, то есть L (w) ¹ 0 ни при каких значениях w, то у такой системы нет частоты среза. Аналогично, если ФЧХ системы ни при каких значениях частоты не принимает значение ±180°, то данная САУ не характеризуется параметром w p . В этих случаях для оценки устойчивости следует выбрать другие критерии.

На рис. 92–а показано, как по графикам ЛАЧХ и ЛФЧХ разомкнутой САУ определить частоты w с и w p .

Рис. 92

а)

б)

ПРИМЕРЫ: 1) ЛАЧХ САУ без частоты среза w с; 2) ЛФЧХ САУ без частоты w p .

Проверим выполнимость условий критерия Найквиста для характеристик разомкнутой САУ, показанных на рис. 92–а . Определим графически величины L (w p) и j(w с ) как показано на рис. 92–б. Как видно, L (w p) < 0, а < 180°, т.е. оба условия критерия Найквиста выполняются, следовательно, замкнутая САУ, соответствующая рассматриваемой разомкнутой, является устойчивой . Из рис. 92–б также можно сделать вывод о том, что для устойчивости САУ по критерию Найквиста достаточно, чтобы выполнялось условие w с < w p .

Для характеристик разомкнутой САУ на рис. 93–а L (w p) > 0, а > 180°, т.е. оба условия критерия Найквиста не выполняются, следовательно, замкнутая САУ, соответствующая рассматриваемой разомкнутой, является неустойчивой . Из рис. 93–а также можно сделать вывод о том, что для неустойчивости САУ по критерию Найквиста достаточно, чтобы выполнялось условие w с > w p .

Рис. 93

а)

б)

Для характеристик разомкнутой САУ, которой соответствует замкнутая система, находящаяся на границе устойчивости , L (w p) = 0 и = 180°, w с = w p (см. рис. 93–б ). У такой системы для сигнала с частотой w с , т.е. с частотой единичного усиления, фазовый сдвиг выходного сигнала относительно входного составляет –180°. Это говорит о том, что после прохождения САУ величина сигнала меняет знак, сохраняя абсолютную величину (энергию), то есть устанавливаются незатухающие колебания. АФХ такой САУ показана на рис. 89 .

Рассмотрим пример оценки устойчивости по критерию Найквиста для ЛАЧХ и ЛФЧХ на примере замкнутой САУ, которой соответствует разомкнутая система с передаточной функцией вида:

Графики ЛАЧХ и ЛФЧХ разомкнутой САУ, построенные с использованием математического пакета Mathcad по формулам (11) и (12), приведены на рис. 94. Как видно по рисунку, ЛАЧХ равна нулю при w с » 13,5 с -1 . ЛФЧХ на частоте w p » 5,7 с -1 меняет знак – после того, как j(w) достигает значения –180° (радиус-вектор, поворачиваясь по часовой стрелки, переходит в верхнюю полуплоскость) отсчет фазового сдвига продолжается в области положительных значений. При этом из двух условий критерия Найквиста формально нарушается только второе: значение ЛАЧХ на частоте среза не является отрицательным (L (w p) » 18 > 0). Первое условие ( < 180°) формально выполняется: » 130° < 180°. Однако следует понимать, что опережение по фазе в 130° соответствует, при отсчете по часовой стрелке без смены знака, отставанию на величину:

j(w с ) = –360° + 130° = –230°,

следовательно, замкнутая САУ неустойчива. К такому же выводу можно придти, сравнив величины w с и w p: w с > w p . Оценка устойчивости этой САУ по критерию Найквиста для АФХ, выполненная в конце раздела 6.2.3, также показала отсутствие устойчивости.

Выполним проверку оценки устойчивости по критериям Найквиста с использованием теоремы Ляпунова. По заданной запишем с использованием формулы (18) характеристическое уравнение замкнутой САУ:

Решение характеристического уравнения замкнутой САУ, полученное с использованием математического пакета Mathcad, имеет вид:

Множество корней уравнения представлено в круглых скобках. Как видно, один из корней уравнения оказался отрицательным действительным числом –17,74, а два других – комплексными сопряженными числами с положительной действительной частью 3,657. Эти корни равны, соответственно, (3,657+ 12,22j ) и (3,657– 12,22j ). Т.о. по теореме Ляпунова замкнутая САУ неустойчива , что согласуется с результатами оценки устойчивости, полученными с применением обоих критериев Найквиста.

Рис. 94

Запасы устойчивости САУ

Технические характеристики устройств, входящих в состав САУ, меняются в процессе эксплуатации, и, следовательно, со временем изменяются и постоянные передаточной функции САУ. Следователь, недостаточно спроектировать просто устойчивую систему, нужно, чтобы она сохраняла устойчивость при некоторых изменениях параметров САУ в сравнении с расчетными, т.е. обладала запасами устойчивости . Запас определяет удаление системы от границы устойчивости.

Запасом устойчивости по амплитуде DL называется величина в децибелах, на которую нужно сместить вверх ЛАЧХ разомкнутой САУ так, чтобы привести соответствующую ей устойчивую замкнутую систему к границе устойчивости. На рис. 95 показано смещение вверх ЛАЧХ устойчивой САУ, исходные характеристики которой были рассмотрены в примере оценки устойчивости по критерию Найквиста (см. рис. 92–б ).

где А(w p) < 1 – модуль АФХ на частоте w p .

Зная DL , можно определить величину коэффициента статического преобразования разомкнутой САУ, при которой соответствующая ей замкнутая система окажется на границе устойчивости:

;

,

(23)

где k

Рассмотрим пример определения граничного значения коэффициента статического преобразования для разомкнутой САУ с передаточной функцией вида:

ЛАЧХ и ЛФЧХ этой САУ показаны на рис. 96. По графикам характеристик видно, что частота среза САУ составляет w с » 50 с -1 , а ЛФЧХ достигает значения –180° на частоте w p » 100 с -1 и после этого меняет знак. Запас устойчивости по амплитуде для этой САУ равен
, следовательно, по формуле (23):

.

При изменении коэффициента статического преобразования САУ до значения, равного k гр , ЛФЧХ САУ не изменится, а ЛАЧХ сместится вверх (см. рис. 96). Как видно, при найденном значении k гр = 425,975 частота среза разомкнутой САУ w с 1 становиться равной 100 с -1 , т.е. w с 1 = w p . А значит, в соответствии с критерием Найквиста для ЛАЧХ и ЛФЧХ, соответствующая рассматриваемой разомкнутой САУ замкнутая система действительно окажется на границе устойчивости.

На рис. 97 показано смещение вниз ЛФЧХ разомкнутой САУ, исходные характеристики которой были рассмотрены в примере оценки устойчивости по критерию Найквиста (см. рис. 92–б ). Как видно, смещение исходной ЛФЧХ параллельно самой себе вниз на величину Dj(w с ) приводит к смещению частоты w p разомкнутой САУ влево : для новой ЛФЧХ, показанной пунктиром, значение этой частоты w p1 = w с , что, по критерию Найквиста для ЛАЧХ и ЛФЧХ, свидетельствует о нахождении замкнутой системы на границе устойчивости. Из рис. 97 следует, что величину Dj(w с ) можно определить как:

Напомним, что w с это частота единичного усиления: сигнал с такой частотой на выходе САУ имеет ту же величину амплитуды, что и на входе. Следовательно, длина радиус-вектора, проведенного в точку АФХ, которая соответствует w с , равна 1. Эту точку можно найти на графике АФХ по пересечению с окружностью единичного радиуса (см. рис. 98).

Из рис. 98 хорошо видно, что если график АФХ разомкнутой САУ повернуть на величину угла, равную Dj(w с ), то график будет проходить через точку [–1, j 0], что приведет замкнутую систему к границе устойчивости по критерию Найквиста для АФХ.

Для той же АФХ рассмотрим определение запаса устойчивости по амплитуде. Частоте w p соответствует фазовый сдвиг ±180°, следовательно, точку АФХ, соответствующую этой частоте, можно найти по пересечению графика с действительной осью (рис. 99). Модуль АФХ, определяющий коэффициент ослабления амплитуды сигнала с такой частотой на выходе САУ, равен длине радиус-вектора, проведенного из начала координат в соответствующую точку АФХ. Для АФХ на рис. 99 эта величина равна А(w p), и по ней с использованием формулы (22) можно рассчитать DL .

где k – коэффициент статического преобразования исходной разомкнутой САУ .

Рассмотрим пример определения граничного значения коэффициента статического преобразования по АФХ разомкнутой САУ, для которой ранее расчет k гр был выполнен по логарифмическим характеристикам (см. начиная с формулы (23) и до рис. 96). АФХ этой САУ с исходным значением k = 107 показана на рис. 100. Для удобства анализа графика в области точки [–1, j 0] его фрагмент показан отдельно. Как видно, у САУ с исходным значением k модуль АФХ А(w p) » 0,25, следовательно, по формуле (25):

Найденное значение k гр = 428 с удовлетворительной точностью совпадает с результатом расчета по ЛАЧХ (k гр = 425,975). Погрешности в расчетах обусловлены приближенным определением по графикам DL и А(w p).

Рис. 100

Как видно из рис. 100, при изменении коэффициента статического преобразования САУ до значения, равного k гр = 428, АФХ САУ пройдет через точку с координатами [–1, j 0], а значит, в соответствии с критерием Найквиста для АФХ, соответствующая рассматриваемой разомкнутой САУ замкнутая система действительно окажется на границе устойчивости.

Запасы устойчивости САУ по амплитуде DL и фазе Dj(w с ), наряду с показателями, определяемыми по переходной характеристике (см. раздел 2.3.2.), являются основными показателями качества управления.

Литература

1. Анхимюк, В.Л. Теория автоматического управления. / В.Л. Анхимюк, О.Ф. Опейко, Н.Н. Михеев; под ред. В.Л. Анхимюк. – Мн.: Дизайн ПРО, 2000. – 352 с.

2. Бесекерский, В.А. Теория систем автоматического регулирования / В.А. Бесекерский, В.П. Попов. – М.: Наука, 1975. – 766с.

3. Андрющенко, В.А. Теория систем автоматического управления / В.А. Андрющенко. – Л.: ЛГУ, 1990. – 256 с.

4. Клюев, А.С. Проектирование систем автоматизации технологических процессов: справочное пособие / А.С. Клюев, Б.В. Глазов и др. – М.: Энергоатомиздат, 1990. – 464 с.

5. Клюев, А.С. Техника чтения схем автоматического управления и технологического контроля / А.С. Клюев, Б.В. Глазов и др. – М.: Энергоатомиздат, 1991. – 432 с.

6. Федоров, Ю.Н. Справочник инженера по АСУ ТП: проектирование и разработка: учеб.-практ. пособие / Ю.Н. Федоров. – М.: Инфра-Инженерия, 2008. – 928 с.

7. Поляков, К.Ю. Теория автоматического управления для «чайников». К.Ю. Поляков // Преподавание, наука и жизнь [Электронный ресурс]. – 2009. – Режим доступа: http://kpolyakov.narod.ru/uni/teapot.htm. – Дата доступа: 01.06.2011.

8. Тихонов, А.И. Теория автоматического управления: курс лекций / А.И. Тихонов. – Иваново: ИГЭУ, 2002. – 188 с.

9. Яковлев, А.В. Система стабилизации частоты вращения электродвигателя: лабораторная работа по курсу «Технические средства САУ» /А.В. Яковлев. – М.: МГТУ им. Н.Э. Баумана, 2007. – 24 с.

10. Зайцев, Г.Ф. Теория автоматического управления и регулирования / Г.Ф. Зайцев. – К.: Выща шк., 1989. – 431 с.

11. Туманов, М.П. Теория управления. Теория линейных систем автоматического управления: учебное пособие / М.П. Туманов. – М.: МГИЭМ, 2005. – 82 с.

12. Кузьменко, Н.В. Конспект лекций по дисциплине «Автоматизация технологических процессов и производств»: учеб. пособие / Н.В. Кузьменко. – Ангарск: АГТА, 2005. – 77 с.

13. Беспалов, А.В. Динамический звенья. Временные характеристики. Учеб. пособие / А.В. Беспалов, Н.И. Харитонов и др. – М.: РХТУ им. Д.И. Менделеева, 2001. – 80 с.

14. Савин, М.М. Теория автоматического управления: учеб. пособие / М.М. Савин, В.С. Елсуков, О.Н. Пятина. – Ростов на Дону: Феникс, 2007. – 469 с.

15. Филлипс, Ч. Системы управления с обратной связью / Ч. Филлипс, Р. Харбор. – М.: Лаборатория Базовых Знаний, 2001. – 616 с.

Устойчивость САУ

Нули и полюсы передаточной функции

Корни полинома в числителе передаточной функции называются ну­лями , а корни полинома в знаменателе – полюсами передаточной функции. Полюсы одновременно корни характеристического уравнения , или характеристические числа .

Если корни числителя и знаменателя передаточной функции ле­жат в левой полуплоскости (при этом корни числителя и знаменателя лежат в верхней полуплоскости), то звено называется минимально-фазо­вым .

Соответствие левой полуплоскости корней р верхней полуплоскости корней (рис.2.2.1) объясняется тем, что , или , т.е. вектор получается из вектора поворотом на угол по часовой стрелке. В результате все векторы из левой полуплоскости приходят в векторы в верхней полуплоскости.

Неминимально-фазовые и неустойчивые звенья

Расмотренные выше звенья позиционного и дифферинцирующего типов относятся к устойчивым звеньям, или к звеньям с самовыравниванием.

Под самовыравниванием понимается способность звена самопро-извольно приходить к новому установившемуся значению при ограниченном изменении входной величины или возмущающего воздействия. Обычно термин самовыравнивание применяется для звеньев, являющихся объектами регулирования.

Существуют звенья, у которых ограниченное изменение входной величины не вызывает прихода звена к новому установившемуся состоянию, а выходная величина имеет тенденцию неограниченного возрастания во времени. К ним, например, относятся звенья интегрируюшего типа.

Существуют звенья, у которых этот процесс выражен еще заметнее. Это объясняется наличием положительных вещественных или комплексных корней с положительной вещественной частью в характеристическом уравнении (знаменателе передаточной функции, приравненом нулю), в результате чего звено будет относиться к категории неустойчивых звеньев .

Например, в случае дифференциального уравнения , имеем передаточная функция и характеристическое уравнение с положительным вещественным корнем . Это звено имеет одинаковую амплитудно-частотную характеристику с инерционным звеном с передаточной функцией. Но фазо-частотные характеристики этих звеньев совпадают. Для инерционного звена имеем . Для звена с передаточной функцией имеем

т.е. большее по абсолютной величине значение.

В связи с этим неустойчивые звенья относятся к группе не минимально-фазовых звеньев .

К не минимально-фазовым звеньям относятся также устойчивые звенья, имеющие в числителе передаточной функции (соответствующем правой части дифференци­ального уравнения) вещественные положительные корни или комплексные корни с положительной вещественной частью.

Например, звено с передаточной функцией относится к группе не минимально–фазовых звеньев. Модуль частотной передаточной функции совпадает с модулем частотной передаточной функции звена, имеющего переда­точную функцию . Но фазовый сдвиг первого звена по абсо­лютной величине больше:

Минимально-фазовые звенья имеют меньшие фазовые сдвиги по сравнению с соответствующими звеньями, имеющими такие же амплитудные частотные характеристики.

Говорят, что система устойчива или обладает самовыравниванием, если после снятия внешнего возмущения она возвращается в исходное состояние.

Так как движение системы в свободном состоянии описывается однородным дифференциальным уравнением, то мате­матическое определение устойчивой системы можно cфоpмулировать следующим образом:

Система называется асимптотически устойчивой, если выполняется условие (2.9.1)

Из анализа общего решения (1.2.10) вытекает необходимое и до­статочное условие устойчивости:

Для устойчивости системы необходимо и достаточно, чтобы все корни характеристического уравнения имели строго отрицательные вещественные части, т.е. Rep i , I = 1…n . (2.9.2)

Для наглядности корни характеристического уравнения принято изображать на комплексной плоскости рис.2.9.1а. При выполнении не­обходимого и достаточн

Рис.8.12. Плоскость корней

характеристического

уравнения A (p ) = 0

ОУ- область устйчивости

Ого условия (2.9.2) все корни лежат слева от мнимой оси, т.е. в области устойчивости.

Поэтому условие (2.9.2) можно сформулировать следующим обра­зом.

Для устойчивости необходимо и достаточно, чтобы все корни характеристического уравнения располагались в левой полуплоскос­ти.

Строгое общее опреде­ление устойчивости, методы исследования устойчивости нелинейных систем и возможность распространения заключения об устойчивости линеаризованной системы на исходную нелинейную систему даны рус­ским ученым А.М.Ляпуновым.

На практике устойчивость часто определяется косвенным пу­тем, с помощью так называемых критериев устойчивости без непос­редственного нахождения корней характеристического уравнения. К ним относятся алгебраические критерии: условие Стодолы, критерии Гурвица, Михайлова, а также частотный критерий Найквиста. При этом критерий Найквиста позволяет определять устойчивость замкнутой системы по АФХ или по логарифмическим характеристикам разомкнутой системы.

Условие Стодолы

Условие получено словацким математиком Стодолой в конце 19-го столетия. Оно интересно в методическом плане для понимания условий устойчивости системы.

Запишем характеристическое уравнение системы в виде

D(p) = a 0 p n + a 1 p n- 1 +…a n = 0. (2.9.3)

По Стодоле для устойчивости необходимо, но недостаточно, чтобы пpи a 0 > 0 все остальные коэффициенты были строго положительны, т.е.

a 1 > 0 ,..., a n > 0.

Необходимость можно сформировать так:

Если система устойчива, то все корни характеристического уравнения имеют , т.е. являются левыми.

Доказательство необходимости элементарное. По теореме Безу характеристический полином можно представить в виде

Пусть , т.е действительное число, а – комплексно-сопряженные корни. Тогда

Отсюда видно, что в случае полинома с действительными коэффициентами комплексные корни попарно-сопряженные. При этом, если , , то имеем произведение многочленов с положительными коэффициентами, которое дает многочлен только с положительными коэффициентами.

Недостаточность условия Стодолы заключается в том, что условие не гарантирует, что все . В этом можно убедиться на конкретном примере, рассмотрев полином степени .

Заметим, что в случае условие Стодолы одновременно необходимо и достаточно. Из вытекает . Если , то и , чтобы .

Для из анализа формулы корней квадратного уравнения также вытекает достаточность условия.

Из условия Стодолы вытекает два важных следствия.

1. Если условие выполняется, а система неустойчива, то переходный процесс имеет колебательный характер. Это следует из того, что уравнение с положительными коэффициентами не может иметь действительных положительных корней. По определению корень – это число, обращающее характеристический полином в нуль. Никакое положительное число не может обратить в нуль многочлен с положительными коэффициентами, то есть быть его корнем.

2. Положительность коэффициентов характеристического полинома (соответственно выполнение условия Стодолы) обеспечивается в случае отрицательной обратной связи, т.е. в случае нечетного числа инверсий сигнала по замкнутому контуру. В этом случае характеристический полином. В противном случае имели и после приведения подобных некоторые коэффициенты могли оказаться отрицательными.

Заметим, что отрицательная обратная связь не исключает возможности невыполнения условия Стодолы. Например, если , а , то в случае единичной отрицательной обратной связи . В данном полиноме коэффициент при равен нулю. Отрицательных коэффициентов нет, но, тем не менее, условие не выполняется, так как оно требует строго выполнения неравенств.

Это подтверждает и следующий пример.

Пример 2.9.1. Применить условие Стодолы к схеме рис. 2.9.2.

Передаточная функция разомкнутой по цепи единичной отрица­тельной обратной связи системы равна и характеристичес­кое уравнение замкнутой системы есть сумма числителя и знаменателя, т. е.

D(p) = p 2 + k 1 k 2 = 0.

Так как отсутствует член с р в первой степени (a 1 = 0), то условие Стодолы не выполняется и система неустойчива. Данная система структурно неустойчива, так как ни при каких значениях параметров k 1 и k 2 не может быть устойчивой.

Чтобы сделать систему устойчивой, нужно ввести дополнительную связь или корректирующее звено, т.е. изменить структуру системы. Покажем это на примерах. На рис. 2.9.3. звено прямой цепи представлено последовательно включенными звеньями с передаточными функциями и . Параллельно первому введении дополнительная связь.

П
ередаточная функция разомкнутой по единичной отрицательной связи системы и характеристическое уравнение замкнутой системы соответственно равна

,

Теперь условие Стодолы выполняется при любых . Так как в случае уравнения второй степени оно не только необходимо, но и достаточно, то система устойчива при любых положительных коэффициентах усиления .

На рис.2.9.4 в схему введено последовательно форсирующее звено. Передаточная функция разомкнутой по цепи единичной отрицательной связи системы в этом случае равна и характеристическое уравнение замкнутой системы равно

Аналогично предыдущему система устойчива при любых положительных .

Критерий устойчивости Раусса-Гурвица

Математики Раусс (Англия) и Гурвиц (Швейцария) разработали этот критерий приблизительно в одно время. Отличие заключалось в алгоритме вычислений. Мы познакомимся с критерием в формулировке Гурвица.

По Гурвицу для устойчивости необходимо и достаточно, что­бы при a 0 > 0 определитель Гурвица  =  n и все его главные миноры  1 ,  2 ,...,  n -1 были строго положительны, т.е.

(2.9.4)

Cтруктура определителя Гурвица легко запоминается, если учесть, что по главной диагонали расположены коэффициенты а 1 ,… ,а n , в строчках расположены коэффициенты через один, если они исчерпаны, то свободные места заполняются нулями.

Пример 2.9.2 . Исследовать на устойчивость по Гурвицу систему с единичной отрицательной обратной связью, в прямой цепи которой включены три инерционных звена и, следовательно, передаточная функция разомкнутой системы имеет вид (2.9.5)

Запишем характеристическое уравнение замкнутой системы как сумму числителя и знаменателя (2.9.5):

Следовательно,

Определитель Гурвица и его миноры имеют вид

с учетом a 0 > 0 из строгой положительности определителя Гурвица и миноров (2.9.6) вытекает условие Стодолы и, кроме того, условие a 1 a 2 - a 0 a 3 > 0, что после подстановки значений коэффициентов дает

(Т 1 Т 2 + Т 1 Т 3 +Т 2 Т 3 )(Т 1 +Т 2 +Т 3 ) > Т 1 Т 2 Т 3 (1+ k ) . (2.9.7)

Отсюда видно, что при увеличении k система из устойчивой может превратиться в неустойчивую, так как неравенство (2.9.7) переста­нет выполняться.

Передаточная функция системы по ошибке равна

Согласно теореме о конечном значении оригинала установившаяся ошибка отработки единичного ступенчатого сигнала будет равна 1/(1+k ). Следовательно, обнаруживается противоречие между ус­тойчивостью и точностью. Для уменьшения ошибки надо увеличивать k , но это приводит к потере устойчивости.

Принцип аргумента и критерий устойчивости Михайлова

Критерий Михайлова основан на так называемом принципе аргумента.

Рассмотрим характеристический полином замкнутой системы, который по теореме Безу можно представить в виде

D(p) = a 0 p n + a 1 p n- 1 +…+ a n = a 0 (p - p 1 )…(p - p n ).

Сделаем подстановку p = j 

D(j  ) = a 0 (j  ) n + a 1 (j  ) n- 1 +…+ a n = a 0 (j  - p 1 )…(j  - p n ) = X( )+jY( ).

Для конкретного значения  имеет точку на комплексной плоскости, задаваемую параметрическими уравнениями

Е
сли изменять  в диапазоне от - до , то будет прочерчена кривая Михайлова, т. е. годограф. Изучим поворот вектора D(j  ) при изменении  от - до , т. е. найдем приращение аргумента вектора (аргумент равен сумме для произведения векторов): .

При  = -  разностный вектор, начало которого в точке р i , а конец на мнимой оси, направлен вертикально вниз. По мере роста  конец вектора скользит вдоль мнимой оси, а при  =  вектор направлен вертикально вверх. Если корень левый (рис. 2.9.19а), то  arg = +  , а если корень правый, то  arg = -  .

Если характеристическое уравнение имеет m правых корней (соответственно n - m левых), то .

Это и есть принцип аргумента. При выделении действительной части Х( ) и мнимой Y( ) мы отнесли к Х( ) все слагаемые, содержащие j  в четной степени, а к Y( ) – в нечетной степени. Поэтому кривая Михайлова симметрична относительно действительной оси (Х( ) – четная, Y( ) – нечетная функция). В результате, если изменять  от 0 до +, то приращение аргумента будет в два раза меньше. В связи с этим окончательно принцип аргумента формулируется следующим образом . (2.9.29)

Если система устойчива, т.е. m = 0, то получаем критерий устойчивости Михайлова.

По Михайлову для устойчивости необходимо и достаточно, чтобы

, (2.9.30)

то есть кривая Михайлова должна последовательно проходить через n

Очевидно, что для применения критерия Михайлова не требуется точного и детального построения кривой. Важно установить, каким образом она огибает начало координат и не нарушается ли последовательность прохождения n четвертей против часовой стрелки.

Пример 2.9.6. Применить критерий Михайлова для проверки устойчи­вости системы, показанной на рис.2.9.20.

Характеристический полином замкнутой системы при k 1 k 2 > 0 соответствует устойчивой системе, так условие Сто­долы выполняется, а для n = 1 оно достаточно. Можно непосред­ственно найти корень р 1 = - k 1 k 2 и убедиться, что необходимое и достаточное условие устойчивости выполнено. Поэтому применение критерия Михайлова носит иллюстративный характер. Полагая p = j  , получим

D (j  ) = X ( )+ jY ( ),

где Х( ) = ; Y ( ) =  . (2.9.31)

По параметрическим уравнениям (2.9.31) построен годограф Ми­хайлова на рис.2.9.21, из которого видно, что при изменении  от 0 до  вектор D (j  ) поворачивается против часовой стрел­ки на + /2 , т.е. система устойчива.

Критерий устойчивости Найквиста

Как уже было отмечено, кри­терий Найквиста занимает особое положение среди критериев устойчивости. Это частотный критерий, позволяющий определить устойчивость замкнутой системы по частотным характеристикам ра­зомкнутой. При этом предполагается, что система разомкнута по цепи единичной отрицательной обратной связи (рис.2.9.22).

Одним из достоинств критерия Найквиста является то, что частотные характеристики разомкнутой системы могут быть получены экспери­ментально.

Вывод критерия основан на использовании принципа аргумента. Передаточная функция разомкнутой системы (по цепи единичной от­рицательной обратной связи на рис.2.9.22) равна

Рассмотрим . (2.9.32)

В случае реальной системы с ограниченной полосой про­пускания степень знаменателя передаточной функции разомкнутой системы п больше степени числителя , т.е. n > . Поэтому степени характеристических полиномов разомкнутой системы и замкнутой системы одинаковы и равны n . Переход от АФХ разомкнутой системы к АФХ по (2.9.32) означает увеличение вещественной части на 1, т.е. перенос начала координат в точку (-1, 0), как показано на рис.2.9.23.

Предположим теперь, что замкнутая система устойчива, а характеристическое уравнение разомкнутой системы А(р) = 0 имеет m правых корней. Тогда в соответствии с принципом аргумента (2.9.29) получим необходимое и достаточное условие устойчивости замкнутой системы по Найквисту

Т.е. для устойчивости замкнутой системы вектор W 1 (j  ) дол­жен делать m /2 полных оборотов против часовой стрелки, что равносильно повороту вектора W pa з (j  ) относительно крити­ческой точки (-1,0).

На практике, как правило, разомкнутая система устойчива, т.е. m = 0. В этом случае приращение аргумента равно нулю, т.е. АФХ разомкнутой системы не должна охватывать критическую точку (-1,0).

Критерий Найквиста для ЛАХ и ЛФХ

На практике чаще используются логарифмические характеристики разомкнутой системы. Поэтому целесообразно сформулировать критерий Найквиста для определения устойчивости замкнутой системы по ним. Количество оборотов АФХ относитель­но критической точки (-1,0) и охват или не охват ее

зависят от количества положительных и отрицательных пересечений интервала (-,-1) действительной оси и соответственно пересечений фазовой характеристикой линии -180° в области L ( )  0 . На рис.2.9.24 изображены АФХ и показаны знаки пересечений отрезка (-,-1) действительной оси.

Спра­ведливо правило

где - число положительных и отрицательных пересечений.

По АФХ рис.2.9.24в построены ЛАХ и ЛФХ, изображенные на рис.2.9.25, причем на ЛФХ отмечены положительные и отрицательные пересечения. На отрезке (-,-1) модуль больше единицы, чему соответствует L ( ) > 0. Поэтому Критерий Найквиста:

Для устойчивости замкнутой системы ЛФХ разомкнутой системы в области, где L ( ) > 0, должна иметь положительных пересечений линии -180° на больше, чем отрицательных.

Если разомкнутая система устойчива, то число положительных и отрицательных пересечений фазовой характеристикой линии -180° в области L ( ) > 0 для устойчивости замкнутой системы должно быть одинаковым или пересечений не должно быть.

Критерий Найквиста для астатической системы

Особо необходимо рассмотреть случай астатической системы порядка r с передаточной функцией разомкнутой системы, равной

.

В этом случае при 0, т. е. амплитудно-фазовая характеристика (АФХ) разомкнутой системы уходит в бесконечность. Раньше мы строили АФХ при изменении  от - до  и это была непрерывная кривая, замкнутая при  =  0. Теперь она также замыкается при  = 0, но на бесконечности и при этом не ясно, с какой стороны действительной оси (на бесконечности слева или справа?).

Рис.2.9.19в иллюстрирует, что в этом случае возникает неопределенность в подсчете приращения аргумента разностного вектора. Он теперь все время расположен вдоль мнимой оси (совпадает с j  ). Только при переходе через нуль изменяется направление (при этом поворот вектора против часовой стрелки на  или по часовой стрелке на -?), Для определенности считаем условно, что корень левый и огибание начала координат происходит по дуге бесконечно малого радиуса против часовой стрелки (поворот на + ). Соответственно в окрестности  = 0 представим в виде

,

где  = +  при изменении  от – 0 до + 0. Последнее выражение показывает, что при таком раскрытии неопределенности АФХ поворачивается при изменении  от – 0 до + 0 на угол - по часовой стрелке. Соответственно построенную АФХ надо при  = 0 дополнить дугой бесконечности радиуса на угол , т. е. против часовой стрелки до положительной действительной полуоси.

Запасы устойчивости по модулю и фазе

Чтобы гарантировать устойчивость при изменениях параметров системы вводятся запасы устойчивости по модулю и фазе, определяемые следующим образом.

Запас устойчивости по модулю показывает во сколько раз или на сколько децибел допустимо увеличивать или уменьшать коэффи­циент усиления, чтобы система оставалась устойчивой (оказывалась на границе устойчивости). Он определяется как min(L 3 , L 4) на рис.2.9.25. Действительно, если не менять ЛФХ, то при подъеме ЛАХ на L 4 частота среза  ср переместится в точку  4 и система окажется на границе устойчивости. Если опустить ЛАХ на L 3 , то частота среза сместится влево в точку  3 и система также окажется на границе устойчивости. Если опустить ЛАХ еще ниже, то в области L ( ) > 0 останется только отрицательное пересечение ЛФХ линии -180°, т.е. по критерию Найквиста система станет неустойчивой.

Запас устойчивости по фазе показывает, на сколько допустимо увеличить фазовый сдвиг при неизменном коэффициенте усиления, чтобы система оставалась устойчивой (оказалась на границе устойчивости). Он определяется как дополнение  ( ср) до -180°.

На практике L  12-20 дБ,   20-30°.